電路理念/揭示ECL電路的真相
電路理念：使用具有可切換電壓和電流發射極源的電晶體級：在低輸入電壓下，斷開發射極的源；在轉換期間，連線電壓源和電流源；在高輸入電壓下，僅將電流源連線到發射極。
ECL門可能是最奇怪的邏輯電路，引起了很多疑問。例如，與其他邏輯閘相比，它們基於差分放大器... 但為什麼呢？它在這些電路中解決了什麼問題？他們說差分放大器在這裡充當電流轉向開關。好吧，它轉向了... 但我們想知道為什麼發射極電流被轉向兩條腿之間；電流被轉向的目的是什麼。為了回答這些問題，我們首先要說明普通邏輯電路的基本問題是什麼，然後說明ECL是如何解決這個問題的。
ECL背後的基本理念不是差分放大器或電流轉向，儘管在轉換的中間，電路恰好是一個差分放大器（發射極耦合放大器），它將電流轉向兩條腿之間。差分放大器、發射極耦合放大器和電流轉向是解釋ECL電路的誤導性概念。它們無法解釋ECL解決了什麼基本問題，因為它們將我們的注意力集中在轉換的中間部分，而實際上這裡沒有任何問題！在這個區域，所有普通邏輯電路（RTL、DCTL、DTL和TTL）的電晶體都能完美地作為處於有源狀態的共射級工作。如果我們一直停留在該區域，就沒有必要用這個更復雜和奇特的 3 部分結構（形象地稱為長尾對）來替換它們，因為它會做同樣的事情 - 它會像同一個共射級一樣工作！
當輸入電壓接近高閾值（邏輯“1”），普通邏輯電路（RTL、DCTL、DTL和TTL）的電晶體會飽和時，就會出現問題；結果，它們工作速度很慢。但是，正如好奇的讀者會想到的那樣，差分（發射極耦合）放大器無法解決這個問題，因為在這個區域，參考電晶體 T3 被截止，差分放大器不是放大器。實際上，長尾對被分成兩部分，這個結構不再是差分放大器；它的兩個新部分是其他東西。因此，這種經典觀點的悖論是，我們在實際上不是差分放大器的地方使用了一個差分放大器！
飽和是ECL電路在高輸入電壓（邏輯“1”）下解決的基本問題。僅此而已就是ECL的驚人之處；其他優勢（如兩個反向輸出的存在）是無關緊要的。因此，我們在這頁上的主要職責是展示用於防止飽和的基本理念（巧妙的技巧、電路解決方案、補救措施...）。但我們如何防止飽和？讓我們看看並比較各種反飽和技術。
我們可以從基極側和發射極側驅動電晶體。因此，我們可以透過限制基極電流來間接地從基極側防止飽和，或者透過限制集電極電流本身來直接地從發射極側防止飽和。
我們有兩種限制基極電流的技術，它們需要基極電阻的存在（即，它們不適用於直接耦合電路）。
- 最簡單明瞭的解決方案是透過增加基極電阻來減小基極電流。但 β 的較大公差使得這種方法無法實現[1]，因為集電極電流和飽和點將取決於特定的電晶體。
- 另一種可靠且廣泛使用的與 β 無關的防止飽和的技術是透過二極體負反饋來消除過量的基極電流（在集電極和基極之間連線一個肖特基二極體）。在電晶體處於有源狀態之前，二極體被截止，不會影響基極電流。當它接近飽和點時，二極體導通並剝奪過量的基極電流。
最後，我們可以嘗試透過限制集電極（發射極）電流本身來避免飽和，因此我們最終會得到ECL。但是，我們不能在共射級（DCTL）中簡單地透過在發射極和地之間插入一個恆流源（或者更簡單的情況下，插入一個歐姆電阻）來設定所需的發射極電流，因為我們無法完全控制（或者在電阻的情況下，只能稍微控制）來自基極的集電極電流。為什麼？答案是，恆流源（發射極電阻）將引入串聯負反饋，共射放大級將轉變為具有發射極退化的級。結果，當我們改變輸入基極電壓以改變集電極電流時，電晶體會以相同的方式改變它的發射極電壓，我們做到了... 沒什麼：：形象地說，當我們“移動”基極電壓時，電晶體會以相同的方式“移動”它的發射極電壓（它作為發射極跟隨器工作）。發射極電壓變得“柔軟”、“可塑”、“可移動”...；但是為了控制集電極電流，發射極電壓必須是“堅硬的”、“穩定的”、“固定的”...
這是一個類比電路設計的基本問題 - 如何從發射極設定所需的集電極電流（靜止點），而不失去來自基極的控制。或者，換句話說，如何使發射極電壓對不希望的影響“柔軟”，對施加到基極的有用輸入電壓“堅硬”。典型示例：具有發射極退化的交流放大器抑制緩慢的直流變化，並放大快速變化的交流輸入變化；差分電晶體放大器抑制共模訊號，並放大差分輸入訊號；最後，ECL門抑制接近高閾值（輸入邏輯“1”）的輸入電壓變化，並在轉換期間顯著放大它們。很明顯，這些表面上不同的電路中有一些共同的強大理念... 這是什麼？
顯然，為了使發射極電壓“軟”，我們必須插入一個恆流源（實際上，一個電流穩定元件），反之，為了使發射極電壓“硬”，我們必須插入一個恆壓源（一個電壓穩定元件）。而不是用電壓源替換電流源，我們可以簡單地將電壓源並聯到電流源，因為它將定義兩個元件組合的電壓。在上面的前兩個例子中，電壓源永久連線到電流源，但它們只出現在有用的輸入訊號中。在 AC 放大器中，旁路發射極電容跟隨緩慢的 DC 變化，不影響電流源；但它在快速變化的 AC 輸入變化時開始充當恆壓源。在差分放大器中，右發射極電壓在共模時跟隨左發射極電壓，不影響電流源；但在單端（或差分）模式下，它變得穩定（或相反變化）。在 ECL 門中，只有恆流源在輸入電壓接近高閾值（輸入邏輯“1”）時連線到發射極；在過渡期間，恆流源和恆壓源都連線到發射極（這兩個源由圖中的電晶體基極-發射極“二極體開關”S1 和 S2 轉換）。讓我們考慮一下在 ECL 工作期間在可能的輸入電壓下可能觀察到的三種配置。
- VIN < VL, VIN = VL（邏輯“0”）。 T1 被截止；VY = 0 V，並且不依賴於 VIN。電流源（RE）和電壓源（T3）都與輸入部分斷開連線（但它們彼此連線）。
- VL < VIN < VH（過渡）。 T1 在有源區（共射極配置）工作，其發射極中插入了並聯連線的恆流源（RE）和電壓源（T3）。沒有負反饋。VY 顯著依賴於 VIN，因為電壓源在電流源上占主導地位並固定了 T1 的發射極電壓（它是“硬的”）。
- VIN = VH, VIN > VH（邏輯“1”）。 T3 被截止，沒有電壓源。只有電流源（RE）連線到 T1 的發射極（發射極退化）。存在串聯負反饋。VY = VL，集電極電流完全不依賴於（在恆流源的情況下）或輕微依賴於（在發射極電阻的情況下）VIN，因為 T1 的發射極電壓是“軟的” 。
最後，讓我們用一句話來說明 ECL 的基本思想。
ECL 基於具有可切換電壓和電流發射極源的電晶體級：在低輸入電壓下，源與發射極斷開連線；在過渡期間，電壓源和電流源都連線；在高輸入電壓下，只有電流源連線到發射極。
強大的 ECL 思想是如何實現的
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上面的強大 ECL 思想可以透過發射極耦合（“長尾”）對來實現。看一看代表典型 ECL 電路通用電路圖的圖片。它與特定的 MECL 10k 略有不同（省略了額外的參考發射極跟隨器 Q4，並在輸出電晶體的發射極連線了額外的電阻）。左側部分由兩個並聯連線的輸入電晶體 T1 和 T2 組成（考慮了一個示例的雙輸入門），實現 NOR 邏輯。右側電晶體 T3 的基極電壓由參考電壓源固定 - 具有二極體熱補償的電壓分配器（R1、R2、D1 和 D2）；因此發射極電壓保持相對穩定。因此，公共發射極電阻幾乎充當電流源。集電極負載電阻 RC1 和 RC3 上的輸出電壓透過發射極跟隨器 T4 和 T5 偏移和緩衝到反相和非反相輸出。輸出發射極電阻 RE4 和 RE5 不存在於所有版本的 ECL 中。
仔細審查 ECL 操作
[edit | edit source]假設我們研究一個 ECL 反相器：輸入電壓應用於 T1 的基極，T2 的輸入未使用（T2 不存在）。還假設電路具有低電壓閾值 VL = -1.7 V 和高電壓閾值 VH = -0.9 V，它們相對於參考電壓 VREF = -1.3 V 對稱地位於 (±0.4 V)。
讓我們在上面的電路圖上統一排列電路元件並拉伸它，以便它充滿圖紙。然後，為了視覺化不可見的電氣屬性，讓我們疊加電壓和電流浮雕的圖片。在這種有吸引力的演示中，電壓和電壓降用紅色條表示，其高度與相應的電壓幅值成比例（與水柱相關聯）；電流由具有相應拓撲和厚度的綠色迴圈表示，其厚度與電流幅值成比例（與水流相關聯）。看一看這張圖片，您可以立即瞭解“高”電壓（降）有多高以及它們之間的關係；您可以看到電流有多大以及它們如何流動。
低於低電壓閾值
[edit | edit source]實際上，如果電路由另一個相同的 ECL 電路驅動，這種情況將永遠不會發生；只有當電路由輸入電壓源驅動時，其電壓低於低電壓閾值時，才會發生。但讓我們考慮一下；它仍然很有趣。
想象一下，輸入電壓已經遠遠低於低電壓閾值 VL（例如，我們將 T1 基極連線到 VEE = -5.2 V）。在這個階段，將電壓分配器 R1-R2 和發射極跟隨器 T3 視為電壓源（電壓穩壓器），它將 T1 發射極電壓固定在 VE = VB3 - VBE3 = -1.3 - 0.7 = -2 V。因此，T1 基極-發射極結反向偏置（VBE1 = VEE - VE = -5.2 + 2 = -3.2 V）；T1 被截止，其集電極電壓幾乎為 0 V。如果我們繼續降低輸入電壓，在給定點會發生齊納擊穿。T1 將開始“拉低”T3 發射極電壓（共基極配置）。因此，T3 集電極電流/電壓將開始快速增加/減少。
在這種狀態下，電路不會從前級消耗電流，因為 T1 基極-發射極電壓小於導通電壓或 T1 基極-發射極結反向偏置。所以，輸入電阻非常高。
低輸入電壓（邏輯“0”）
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左側部分。現在假設我們的電路由另一個相同的 ECL 電路驅動，其輸出級（發射極跟隨器 T5'）在 T1 基極處放置了低輸入電壓 VL = -1.7 V。其基極-發射極電壓為 VBE1 = VL - VE = -1.7 + 2 = 0.3 V；T1 被截止，其集電極電壓幾乎為 0 V。T4 基極電流流過 RC1 並在其上產生僅約 VRc1 = 0.2 V 的小電壓降。因此，輸出電壓 VY = 0 - VRc1 - VBE4 = -0.2 - 0.7 = -0.9 V（邏輯“1”）並且不依賴於門輸入電壓。長尾對的左側部分與右側部分斷開連線，不影響它。
在這種狀態下，電路不會從前級消耗電流，因為 T1 基極-發射極電壓小於導通電壓。所以，輸入電阻很高。
右側部分。現在，將電壓分配器 R1-R2、發射極跟隨器 T3 和發射極電阻 RE 視為一個電流源，它透過 T3 集電極電阻 RC3 傳遞電流 IC3 = (VR2 + 2VF - VBE3)/RE（此電流將決定下一狀態中的最大 T1 集電極電流，當它被引導流過 T1 時；因此，它必須低於 T1 飽和電流以防止飽和）。或者，如果你願意，將 RE、T3 和 RC3 的組合視為一個具有發射極退化的共射極放大器（實際上，它不是放大器，而是增益 K = Rc3/Re < 1 的衰減器），由恆定電壓 VREF = VR2 + 2VF 驅動。選擇電阻 RC3（245 Ω），以便在參考輸入電壓 VB3 = -1.3 V 時，T3 集電極電流在其上產生電壓降 VRc3 = 1 V。因此，輸出電壓 VY = 0 - VRc3 - VBE5 = 0 - 1 - 0.7 = -1.7 V（邏輯“0”）。T3 上的電壓降（VCE3 = VC3 - VE = -1 + 2 = 1 V）足夠高以使 T3 保持在有源區。輸出電壓取決於電阻 RE、RC3、R1 和 R2，如果它們發生變化，輸出電壓也會發生變化。但是這些變化不會在接下來的幾個階段後累積，因為下一級 ECL 門的輸入電晶體 T1（T2）將被截止，其集電極電壓（因此，輸出電壓 VY）將不依賴於門輸入電壓。下一級門的 T3 集電極電壓（因此，輸出電壓 VY）也不依賴於門輸入電壓；它將取決於其參考電壓。
低到高轉換
[edit | edit source]現在想象輸入電壓開始超過低閾值 VL = -1.7 V。T1 開始開啟；它增加其發射極電流和跨越 RE 的壓降。從形象的角度來說，T1 開始“拉起”T3 發射極:)，從而逐漸關閉 T3 並逐個獲取其電流。這種情況非常有趣，值得將其推廣，因為其他傳奇電路（例如，共基放大級）都是基於相同原理的。
在轉換期間，兩個電壓源（更準確地說，兩個電壓穩定元件）並聯連線（左側的 T1 發射極跟隨器和右側的 T3 發射極跟隨器），並由一個公共電流源（由 VEE 供電的發射極電阻 RE）供電。從形象的角度來說，這兩個電壓源存在衝突:)，因為右電壓源盡其所能保持穩定的發射極電壓，而左電壓源則試圖提高它。請注意，這些電壓源是負反饋系統，會對施加在其輸出端的任何干預措施做出反應。因此，當 T1 開始開啟以增加其發射極電流和發射極電壓時，作為響應，T3 開始關閉以降低其發射極電流，並相應地降低發射極電壓。結果，集電極電流迅速從右側重定向（衰減）到左側，發射極電壓幾乎保持恆定。
在轉換的中途，輸入電阻很低，因為電路表現為具有相對穩定的發射極電壓的共射級。輸入級不存在（足夠小）負反饋，因為發射極電阻很小。
現在檢視圖片 上方 以檢視兩個集電極電流在轉換期間是如何變化的。在中間區域，兩個電流快速變化（衰減）。接近高閾值 VH = -0.9 V 時，T3 集電極電流幾乎變為零，而 T1 集電極電流開始緩慢變化。我們如何解釋這種行為？讓我們嘗試回答這個問題。
在轉換期間，右側（參考）發射極跟隨器 T3 連線到 T1 發射極並固定其電壓（使其“剛性”、“堅固”、穩定……）。從形象的角度來說，參考發射極跟隨器 T3 在轉換期間短路了發射極電阻。因此，輸入級不存在負反饋，並且幾乎充當具有高增益（跨導 G）的 CE 放大器。在轉換結束時，參考發射極跟隨器 T3 從 T1 發射極“斷開”；發射極電阻“出現”，並引入串聯負反饋（所謂的發射極退化）。輸入級已經充當一個真正的 CC 放大器（發射極跟隨器），具有“軟”發射極電壓，該電壓跟隨輸入電壓。結果，T1 集電極電流變為 IC1 = IRE = (VRE5' - VBE1)/RE，其曲線開始失去活力:)。相應地，VC1 和 VY 繼續緩慢變化（Y 的邏輯“0”略微取決於輸入電壓）。請注意，T3 集電極電流在轉換開始時不存在此類問題，因為它由穩定的參考電壓設定（Y 的邏輯“0”不取決於輸入電壓）。
如果我們足夠好奇和有洞察力，我們可能會在許多其他電路中看到同樣的技巧（將兩個具有不同閾值的電壓穩定元件並聯連線以將電流重定向到具有較低閾值的元件）。例如，當我們將 TTL（或 DTL）輸入接地時，我們將一個基極-發射極結（多發射極電晶體）與兩個串聯連線的結（多發射極電晶體的基極-集電極結和第二個電晶體的基極-發射極結）並聯連線；結果，輸入單結吸收所有基極電流。相同的技巧應用於TTL totem-pole 輸出級，其中，在輸出邏輯“0”處，電晶體 V2 將 V4 基極-發射極結與串聯連線的 V3 基極-發射極結和故意插入的 V5 結並聯連線；結果，單個 V4 基極-發射極結剝奪了所有 V3 基極電流。透過將不同的 LED 並聯連線，可以很容易地演示這種技巧，因為它們會顯示電流的流動位置以及電流的大小，而無需連線電流表。想象一下，我們有一把不同顏色的 LED。讓我們依次將一個 2 V 紅色 LED 連線到相同的 2 V 紅色（綠色、黃色）LED，然後連線到一個 3 V 藍色 LED，最後連線到一個組合的 4 V “LED”（兩個串聯連線的 2 V 紅色 LED）。當看到單個紅色 LED 如何熄滅具有較高正向電壓的 LED 或 LED 組合時，我們會感到非常震撼。
高輸入電壓（邏輯“1”）
[edit | edit source]在轉換結束時，當輸入電壓達到高閾值 VH = -0.7 V 時，所有 T3 集電極電流都被 T1 吸收。這是它的最大集電極電流，低於它的飽和電流 ISAT = VEE/(RC1 + RE)，並且 T1 被防止飽和。請注意，最終的集電極電流不取決於 T1 的 β（取決於特定電晶體）。它只取決於 VEE、RE 和 RC1，這就是在這裡使用強大的電流轉向原理的好處！
左側部分。前一個輸出級（發射極跟隨器 T5'）已經在 T1 基極處設定了高輸入電壓 VH = -0.9 V。如上方 所述，您可以將發射極跟隨器 T1 和發射極電阻 RE 視為一個電壓控制電流源（電壓到電流轉換器或跨導放大器），該電流源透過集電極電阻 RC1 傳輸電流 IC1 = (VRE5' - VBE1)/RE。或者，您可以再次將 RE、T1 和 RC1 的組合視為一個共射放大器（如上所述，它更像是具有 K = Rc1/Re < 1 的衰減器），該放大器具有由恆定電壓 VRE5' 驅動的發射極退化。電阻 RC1（220 Ω）的選取是為了在高輸入電壓 VIN = VH = -0.9 V 時，T1 集電極電流會在其上產生 1 V 的壓降 VRc1。因此，輸出電壓 VY = 0 - VRc1 - VBE4 = 0 - 1 - 0.7 = -1.7 V（邏輯“0”）。跨越 T1 的壓降為 VCE1 = VC1 - VE = - 1 + 1.6 = 0.6 V，電晶體仍然沒有飽和。輸出電壓取決於電阻 RE、RC1 和輸入電壓 VIN；因此，如果它們發生變化，輸出電壓也會發生變化。由於 Rc1/Re = 0.22，輸出電壓略微取決於輸入電壓（如果我們將 RE 替換為恆定電流源，則它將完全不依賴於輸入電壓）。但同樣，如上所述，這些變化不會在接下來的幾個級聯之後累積，因為下一個 ECL 門的輸入電晶體 T1（T2）將被截止，其集電極電壓（相應地，輸出電壓 VY）將不依賴於門輸入電壓。下一個門的 T3 集電極電壓（相應地，輸出電壓 VY）也不依賴於門輸入電壓；它將取決於其參考電壓。
在此階段，輸入電阻變得非常高，因為電路開始充當發射極跟隨器（共集電極級）。
右側部分。在這一點上，輸入發射極跟隨器 T1 已將 T3 發射極“拉起”到 VE = -1.6 V 的水平。結果，T3 的基極-發射極電壓為 VBE3 = VB3 - VE = -1.3 + 1.6 = 0.3 V；因此，T3 被截止，其集電極電壓幾乎為 0 V。只有 T5 基極電流流過 RC3，併產生約 VRc3 = 0.2 V 的微小壓降。因此，輸出電壓 VY = 0 - VRc3 - VBE5 = -0.2 - 0.7 = -0.9 V（邏輯 1"），並且不依賴於門輸入電壓。長尾對的右側部分與左側部分斷開連線，不會影響左側部分。
高於高電壓閾值
[edit | edit source]實際上，如果電路由同一個 ECL 電路驅動，這種情況將永遠不會發生；只有當電路由輸入電壓源驅動，並且該電壓源的電壓高於高電壓閾值時，這種情況才會發生。但是，讓我們考慮一下這種情況；它仍然很有趣。
如果我們繼續將輸入電壓提高到該水平以上（例如，如果我們將 T1 基極接地或連線到正電壓源），T1 將很快飽和。集電極和發射極點連線起來，輸入電壓直接透過正向偏置的 T1 基極-發射極結和基極-集電極結傳輸到該點；相應地，VY 遵循 VIN 的變化，並且流過 RC1 的電流開始減小。輸入部分表現為一個電壓分壓器，其輸出受到影響；因此，輸入電阻再次變得相對較低（RIN = Rc1||Re）。
儘管如此，T1 仍然繼續“向上移動”T3 發射極。在 VIN = -0.6 V 的點之後，T3 基極-發射極結變為反向偏置，並且在給定點發生齊納擊穿。