通訊系統/調幅

調幅是最早的無線電調製技術之一。用於收聽 AM-DSB-C 的接收機可能是所有無線電調製技術中最簡單的接收機；這可能是為什麼該版本的調幅至今仍被廣泛使用。在本模組結束時，您將瞭解最流行的調幅版本、一些流行的 AM 調製電路和一些流行的 AM 解調電路。

調幅

調幅 (AM) 發生在載波的振幅被調製時，以對應於源訊號。在 AM 中，我們有一個這樣的方程式

$A_{signal}(t)=A(t)\sin(\omega t)$

我們還可以看到，此波的相位無關緊要，並且不改變（因此我們甚至沒有將其包含在方程式中）。

調幅雙邊帶（簡稱 AM-DSB）可分為兩種不同的型別：載波和抑制載波變體（分別簡稱 AM-DSB-C 和 AM-DSB-SC）。本頁將討論這兩種變體，並討論每種變體的異同。

特性

調製指數

調幅需要一個高頻恆定載波和一個低頻調製訊號。

載波的形式為 $e_{c}=E_{c}\cos \left({\omega _{c}t}\right)$

調製訊號的形式為 $e_{m}=E_{m}\cos \left({\omega _{m}t}\right)$

請注意，高頻載波的振幅呈現出低頻調製訊號的形狀，形成了所謂的調製包絡。

調製指數定義為調製訊號振幅與載波振幅之比。

$m_{am}={\frac {E_{m}}{E_{c}}}$ 其中 $0\leq m_{am}\leq 1$

總訊號可以用以下公式描述

$e_{am}=\left({E_{c}+E_{m}\cos \left({\omega _{m}t}\right)}\right)\cos \left({\omega _{c}t}\right)$

更常見的是，載波振幅被歸一化為 1，am 方程式寫成

$e_{am}=\left({1+m_{am}\cos \left({\omega _{m}t}\right)}\right)\cos \left({\omega _{c}t}\right)$

在大多數經驗豐富的作者的書籍中，這個表示式簡寫為

$e=\left({1+m\cos \omega _{m}t}\right)\cos \omega _{c}t$

如果調製指數為零 ($m_{am}=0$)，訊號就只是一個恆定幅度的載波。

如果調製指數為 1 ($m_{am}=1$)，則所得波形具有最大或 100% 的幅度調製。

邊帶

展開歸一化 AM 方程

$e=\left({1+m\sin \omega _{m}t}\right)\sin \omega _{c}t$

我們得到

$e=\sin \omega _{c}t+{\frac {m}{2}}\cos \left({\omega _{c}-\omega _{m}}\right)t-{\frac {m}{2}}\cos \left({\omega _{c}+\omega _{m}}\right)t$

其中

$\sin \omega _{c}t$ 代表載波

${\frac {m}{2}}\cos \left({\omega _{c}-\omega _{m}}\right)t$ 代表下邊帶

${\frac {m}{2}}\cos \left({\omega _{c}+\omega _{m}}\right)t$ 代表上邊帶

邊帶佔據中心頻率兩側。它們是載波和調製訊號的和頻和差頻。在上面的例子中，它們只是單個頻率，但通常基帶調製訊號是一系列頻率，因此形成兩個頻帶。

AM 調製器

標準幅度調製方程為

$e_{am}=\left({1+m\sin \omega _{m}t}\right)\sin \omega _{c}t$

由此我們注意到 AM 涉及一個乘法過程。有幾種方法可以透過電子方式執行此功能。最簡單的方法是使用開關。

開關調製器

開關調製器可分為兩類：單極性和雙極性。

雙極性開關調製器

雙極開關最容易視覺化。請注意，AM 波形似乎由一個低頻直流訊號組成，該訊號的極性以載波速率反轉。

AM 訊號可以透過將直流調製訊號乘以

這看起來很複雜，但是如果方波開關函式的佔空比為 50%，則簡化為

$F\left\{{f\left(t\right)}\right\}={\frac {4}{\pi }}\sum \limits _{n=1,3,5...}^{\infty }{\frac {1}{n}}\cos \left({\frac {n2\pi t}{T}}\right)$

這告訴我們，方波實際上是由一系列餘弦波（相移正弦波）組成的，這些餘弦波是基本開關頻率的奇數倍。因此，使用此訊號乘以基帶訊號會導致在開關（載波）頻率的每個奇次諧波上生成 AM 訊號。由於諧波的幅度迅速下降，因此此技術僅對前幾個諧波是實用的，並且會產生大量不需要的訊號（噪聲）。

可以使用帶通濾波器來選擇任何一個 AM 訊號。如果乘法器接受載波輸入的正弦波，則可以顯著減少不同輸出頻率的數量。

從輸入中去除直流分量可以消除載波訊號併產生 DSBSC 調製。

從物理上講，這是透過反轉訊號引線來完成的

反轉訊號極性的過程可以透過在差分放大器的輸出端放置兩對開關輕鬆實現。 Mc1496 平衡調製器 是這種器件的一個例子。

單極開關調製器

如前所述，可以透過將直流調製訊號乘以 0 和 1 來建立 AM 訊號。

此訊號的頻譜由

$F\left\{{f\left(t\right)}\right\}={\frac {1}{2}}+\sum \limits _{n=1}^{\infty }{{\frac {2}{n\pi }}\sin \left({\frac {n\pi }{2}}\right)}\cos \left({\frac {n2\pi t}{T}}\right)$

從物理上講，這是透過以載波速率開啟和關閉調製訊號來完成的

可以使用高幅度載波來開啟和關閉二極體。在調製訊號上施加直流偏壓，以確保只有載波（而不是調製訊號）可以反向偏置二極體。

這可能並不明顯，但此電路的輸出包含一系列 AM 訊號。需要帶通濾波器來提取所需的訊號。通常是基波的第 1 次或第 3 次諧波。（第 1 次諧波是基波。）

集電極調製器

二極體開關調製器由於是無源器件，因此無法產生高功率訊號。可以使用電晶體來克服此限制。集電極調製器用於高電平調製。

平方律調製器

二極體的電壓電流關係在拐點附近是非線性的，形式為

$i\left(t\right)=av\left(t\right)+bv^{2}\left(t\right)$

係數 a 和 b 是與特定二極體相關的常數。

如果訊號組合時二極體保持在平方律區域，則會發生幅度調製。

設注入的訊號形式為

$k={\rm {dc}}\;{\rm {bias}}$

$e_{m}=E_{m}\sin \omega _{m}t={\rm {modulation}}\;{\rm {signal}}$

$e_{c}=E_{c}\sin \omega _{c}t={\rm {carrier}}\;{\rm {signal}}$

施加在二極體和電阻器上的電壓由下式給出

$v\left(t\right)=k+e_{m}+e_{c}$

二極體中的電流，因此電阻器中的電流由下式給出

$i\left(t\right)=a\left({k+e_{m}+e_{c}}\right)+b\left({k+e_{m}+e_{c}}\right)^{2}$

展開後為

$i\left(t\right)=\underbrace {k\left({a+bk}\right)} _{\rm {dc}}+\underbrace {\left({a+2bk}\right)e_{m}} _{{\rm {original}}\;{\rm {modulating}}\;{\rm {signal}}}+\underbrace {\left({a+2bk}\right)e_{c}} _{\rm {carrier}}+\underbrace {2be_{m}e_{c}} _{{\rm {2}}\;{\rm {sidebands}}}+\underbrace {be_{m}^{2}} _{{\rm {2}}\;{\rm {x}}\;{\rm {modulating}}\;{\rm {frequency}}}+\underbrace {be_{c}^{2}} _{{\rm {2}}\;{\rm {x}}\;{\rm {carrier}}\;{\rm {frequency}}}$

調製指數測量

有時很難確定調製指數，特別是對於複雜訊號。然而，透過仔細觀察，相對容易確定。
有兩種實用的方法可以推匯出調製指數：

1. 透過在時域中表示 AM 波（使用最大值 - 最小值項）。
2. 透過梯形方法。

梯形示波器顯示可以用作確定調製指數。

AM 調製指數：$m={\frac {E_{\max }-E_{\min }}{E_{\max }+E_{\min }}}$

梯形顯示使快速識別某些型別的問題成為可能，這將降低 AM 訊號質量。

美國 AM 廣播的最高授權載波功率為 50 千瓦，儘管定向臺允許 52.65 千瓦來補償相位系統中的損耗。ERP 可以更高

C-QUAM

C-Quam 調製器的基本原理實際上很簡單。輸出級是普通的 AM 調製器，但載波訊號已被幅度限制的向量調製器取代。因此，限幅器輸出實際上是一個相位調製訊號。

標準 AM 接收機將檢測幅度變化為 L+R。立體聲接收機還將檢測相位變化並提取 L-R。然後它將處理這些訊號以分離左右聲道。

為了啟用立體聲解碼器，會在 L-R 通道中新增 25 Hz 的導頻音。

AM 接收機

如今最常見的接收機是超外差式。它們包括：

• 天線
• 射頻放大器
• 本地振盪器和混頻器
• 中頻部分
• 檢波器和放大器

當人們考慮更簡單且不足的 TRF 或調諧無線電頻率放大器時，可以看出這些子系統的必要性。

TRF 放大器

可以設計一個射頻放大器，使其僅接收狹窄頻率範圍的訊號，例如 AM 頻段中的一個電臺。

透過調整調諧電路的中心頻率，可以排除所有其他輸入訊號。

AM 頻段範圍約為 500 kHz 到 1600 kHz。每個電臺需要 10 kHz 的頻譜，儘管基帶訊號僅為 5 kHz。

回想一下，對於一個調諧電路：$Q={\frac {f_{c}}{B}}$。RLC 網路中的中心頻率或諧振頻率通常透過改變電容值來調整。然而，當中心頻率調整時，Q 大致保持不變。這表明隨著電路的調諧，頻寬隨之變化。

例如，在 AM 頻段的低端，僅選擇一個電臺所需的 Q 約為

$Q={\frac {f_{c}}{B}}={\frac {500\;kHz}{10\;kHz}}=50$

當調諧電路調整到 AM 頻段的高階時，產生的頻寬為

$B={\frac {f_{c}}{Q}}={\frac {1600\;kHz}{50}}=30\;kHz$

如此高的頻寬可能會透過三個相鄰的電臺，從而使有意義的接收變得不可能。

為了防止這種情況，傳入的射頻訊號被混頻到一個固定的 IF 或中頻，並透過一個恆定頻寬的電路。

超外差接收機

射頻放大器將射頻訊號放大到混頻器。它具有寬頻調諧，不僅放大一個射頻電臺，而且同時放大多個射頻電臺。它還會放大任何輸入噪聲，甚至會貢獻一些自身的噪聲。

另一個混頻器輸入是由本地振盪器產生的高頻正弦波。在 AM 接收機中，它始終高於所需電臺載波頻率 455 kHz。理想的混頻器將結合傳入的載波和本地振盪器以產生和頻和差頻。

真正的混頻器將兩個訊號組合在一起，併產生大量新的頻率

• 直流電平

• 原始兩個頻率

• 兩個輸入頻率的和與差

• 兩個輸入頻率的諧波

• 所有諧波的和與差

由於射頻放大器一次透過多個廣播電臺，因此混頻器輸出可能非常複雜。然而，唯一真正感興趣的訊號是所需電臺載波頻率和本地振盪器頻率之間的差值。這個差值頻率，也稱為 IF（中頻），將始終為 455 kHz。透過將它透過以 455 kHz 為中心頻率的 10 kHz BPF（帶通濾波器），可以消除大部分不需要的訊號。

本地振盪器頻率

由於混頻器產生和頻和差頻，因此如果本地振盪器高於或低於 IF，則有可能產生 455 kHz IF 訊號。不可避免的問題是哪個更可取。

情況一：本地振盪器高於 IF。 這將要求振盪器從 (500 + 455) kHz 調諧到 (1600 + 455) kHz，或大約從 1 MHz 到 2 MHz。通常是調諧 RLC 電路中的電容，它被改變以調整中心頻率，而電感保持固定。

由於$f_{c}={\frac {1}{2\pi {\sqrt {LC}}}}$

求解C，我們得到$C={\frac {1}{L\left({2\pi f_{c}}\right)^{2}}}$

當調諧頻率最大時，調諧電容最小，反之亦然。由於我們知道要產生的頻率範圍，我們可以推斷出所需的電容範圍。

${\frac {C_{\max }}{C_{\min }}}={\frac {L\left({2\pi f_{\max }}\right)^{2}}{L\left({2\pi f_{\min }}\right)^{2}}}=\left({\frac {2\;MHz}{1\;MHz}}\right)^{2}=4$

製造具有 4:1 值變化的電容器是完全可能的。

情況二：本地振盪器低於 IF。 這將要求振盪器從 (500 - 455) kHz 調諧到 (1600 - 455) kHz，或大約從 45 kHz 到 1145 kHz，在這種情況下

${\frac {C_{\max }}{C_{\min }}}=\left({\frac {1145\;kHz}{45\;kHz}}\right)^{2}\approx 648$

製造具有這種範圍的可調電容器並不實際。因此，標準 AM 接收機中的本地振盪器高於無線電頻段。

映象頻率

就像有兩個振盪器頻率可以產生相同的 IF 一樣，兩個不同的電臺頻率也可以產生 IF。不需要的電臺頻率被稱為映象頻率。

如果無線電前端的任何電路表現出非線性，則有可能其他組合可能會產生中頻。一旦映象頻率進入混頻器，就無法將其去除，因為它現在被混頻到與所需電臺相同的 IF 頻段。

AM 解調

AM 檢測

AM 檢測主要分為兩種型別：相干檢測和非相干檢測。其中非相干檢測更簡單。

• 非相干檢測不依賴於載波訊號的再生。資訊或調製包絡可以透過二極體和音訊濾波器來移除或檢測。
• 相干檢測依賴於載波訊號的再生，並將再生後的載波訊號與 AM 訊號混合。這會產生和頻和差頻。差頻對應於原始調製訊號。

這兩種檢測技術都存在一定的缺點。因此，大多數無線電接收機使用這兩種技術的結合。

包絡檢波器

在嘗試解調 AM 訊號時，似乎只有檢查訊號的幅度才是合理的。透過僅在任何給定時間檢查訊號的幅度，我們可以從我們的考慮中去除載波訊號，並且我們可以檢查原始訊號。幸運的是，我們有一個工具可以用來檢查訊號的幅度：包絡檢波器。

包絡檢波器就是一個半波整流器，後面跟著一個低通濾波器。在商用 AM 無線電接收機中，檢波器放置在中頻段之後。此時載波頻率為 455 kHz，而最大包絡頻率僅為 5 kHz。由於紋波分量幾乎是最高基帶訊號頻率的 100 倍，並且不會透過任何後續的音訊放大器。

載波頻率僅為包絡頻率 10 倍的 AM 訊號將會有相當大的紋波。

同步檢波器

在同步檢波器或相干檢波器中，輸入的 AM 訊號與原始載波頻率混合。

如果你認為這看起來很像一個混頻器，你絕對是對的！同步檢波器是指兩個輸入之間的差頻為 0 Hz 的檢波器。換句話說，兩個輸入頻率相同。讓我們檢查一下數學。

回想一下，AM 輸入在數學上定義為

$e_{am}=\underbrace {\sin \omega _{c}t} _{\rm {Carrier}}+\underbrace {{\frac {m}{2}}\sin \left({\omega _{c}-\omega _{m}}\right)t} _{{\rm {Lower}}\;{\rm {Sideband}}}-\underbrace {{\frac {m}{2}}\sin \left({\omega _{c}+\omega _{m}}\right)t} _{{\rm {Upper}}\;{\rm {Sideband}}}$

在乘法器輸出端，我們得到

${\rm {mixer}}\;{\rm {out=}}e_{am}\times \sin \omega _{c}t=\underbrace {-{\frac {m}{2}}\sin \omega _{m}t} _{{\rm {Original}}\;{\rm {Modulation}}\;{\rm {Signal}}}\underbrace {-{\frac {1}{2}}\sin 2\omega _{c}t-{\frac {m}{4}}\sin \left({2\omega _{c}-\omega _{m}}\right)t+{\frac {m}{4}}\sin \left({2\omega _{c}+\omega _{m}}\right)t} _{{\rm {AM}}\;{\rm {signal}}\;{\rm {centered}}\;{\rm {at}}\;{\rm {2}}\;{\rm {times}}\;{\rm {the}}\;{\rm {carrier}}\;{\rm {frequency}}}}$

高頻分量可以被濾除，只留下原始的調製訊號。

這種技術有一個嚴重的缺點。問題是如何產生精確的載波頻率。如果頻率不精確，整個基帶訊號將被頻率差值移動。僅 50 Hz 的偏移將使人聲無法識別。可以使用 PLL（鎖相環），但要使它在整個 AM 頻段內可調並非易事。

因此，大多數無線電接收機使用振盪器來產生固定的中頻。然後，中頻訊號會被包絡檢波器或固定頻率 PLL 處理。

平方檢測器

平方檢測器也是一種同步或相干檢測器。它透過對輸入訊號進行平方來避免重新生成載波的問題。它本質上利用 AM 訊號本身作為一種寬頻載波。

乘法器的輸出是輸入 AM 訊號的平方

${\left({e_{am}}\right)^{2}=\left({\sin \omega _{c}t+{\frac {m}{2}}\cos \left({\omega _{c}-\omega _{m}}\right)t-{\frac {m}{2}}\cos \left({\omega _{c}+\omega _{m}}\right)t}\right)^{2}}$

由於輸入正在乘以 ${\sin \omega _{c}t}$ 分量，產生的差項之一是原始的調製訊號。這種方法的主要困難在於嘗試建立一個線性、高頻的乘法器。

AM-DSB-SC

AM-DSB-SC 的傳輸方程如下

$v(t)=As(t)\cos(2\pi f_{c}t)$

需要注意的是，s(t) 可能包含負值。AM-DSB-SC 需要相干接收機，因為調製資料可以為負值，因此接收機需要知道訊號是負的（而不僅僅是相移）。AM-DSB-SC 系統對接收端的頻移和相移非常敏感。在這個方程式中，A 是傳輸幅度。

雙邊帶抑制載波調製就是沒有廣播載波的 AM。回想一下，AM 訊號定義為

$e_{am}=\left({1+m\sin \omega _{m}t}\right)\sin \omega _{c}t=\sin \omega _{c}t+{\frac {m_{2}}{2}}\cos \left({\omega _{c}-\omega _{m}}\right)t-{\frac {m_{2}}{2}}\cos \left({\omega _{c}+\omega _{m}}\right)t$

透過從調製訊號中去除直流偏移，可以消除頻譜中的載波項

$e_{DSBSC}=m\sin \omega _{m}t\sin \omega _{c}t={\frac {m_{2}}{2}}\cos \left({\omega _{c}-\omega _{m}}\right)t-{\frac {m_{2}}{2}}\cos \left({\omega _{c}+\omega _{m}}\right)t$

雙平衡環形調製器

雙平衡環形調製器是能夠建立 DSBSC 的電路之一。

如果載波足夠大，導致二極體切換狀態，則該電路充當二極體切換調製器。

調製訊號以載波速率反轉。這本質上是乘以±1。由於變壓器不能透過直流，因此沒有在乘以時可以建立輸出載波的項。由於二極體在任何一個週期都會同樣好地切換，因此調製訊號實際上被乘以 50% 佔空比的方波，從而建立了許多 DSBSC 訊號，每個訊號都以載波頻率的奇數倍為中心。帶通濾波器用於提取感興趣的頻率。

一些 IC 平衡調製器使用這種技術，但使用電晶體而不是二極體來執行切換。

推輓平方律平衡調製器

該電路使用與二極體平方律調製器相同的原理。由於直流不能透過變壓器，因此可以預期在載波頻率處沒有輸出訊號。

漏極電流與柵極-源極電壓之間的關係為

$i_{d}=i_{0}+av_{gs}+v_{gs}^{2}$

輸出變壓器中的淨漏極電流由下式給出

$i_{net}=i_{d1}-i_{d2}=i_{0}+av_{gs1}+bv_{gs1}^{2}-\left({i_{0}+av_{gs2}+bv_{gs2}^{2}}\right)$

$i_{net}=a\left({v_{gs1}-v_{gs2}}\right)+b\left({v_{gs1}+v_{gs2}}\right)\left({v_{gs1}-v_{gs2}}\right)$

透過對柵極迴路應用 KVL，我們得到

$v_{gs1}={\frac {e_{m}}{2}}+e_{c}\quad \quad \quad \quad v_{gs2}=-{\frac {e_{m}}{2}}+e_{c}$

將所有內容整合在一起，我們得到

$i_{net}=a\left({{\frac {e_{m}}{2}}+e_{c}+{\frac {e_{m}}{2}}-e_{c}}\right)+b\left({{\frac {e_{m}}{2}}+e_{c}-{\frac {e_{m}}{2}}+e_{c}}\right)\left({{\frac {e_{m}}{2}}+e_{c}+{\frac {e_{m}}{2}}-e_{c}}\right)$

$i_{net}=ae_{m}+2be_{c}e_{m}$

由此我們可以注意到，第一項是原始的調製訊號，可以很容易地透過高通濾波器過濾掉。第二項的形式為

$\sin \omega _{m}t\sin \omega _{c}t={\frac {1}{2}}\cos \left({\omega _{c}-\omega _{m}}\right)t-{\frac {1}{2}}\cos \left({\omega _{c}+\omega _{m}}\right)t$

即 AM DSBSC。

AM-DSB-C

與 AM-DSB-SC 相比，AM-DSB-C 的特點是以下公式

$v(t)=A[s(t)+c]\cos(2\pi f_{c}t)$

其中 c 是表示載波的正項。如果項 $[s(t)+c]$ 始終非負，我們可以使用簡單的包絡檢波器非相干地接收 AM-DSB-C 訊號，從而消除餘弦項。+c 項只是一個恆定的直流訊號，可以使用阻塞電容器將其消除。

需要注意的是，在 AM-DSB-C 系統中，大量的功率被浪費在傳輸“增強”的載波頻率上。由於載波不包含資訊，因此它被認為是浪費的能量。這種方法的優勢在於它極大地簡化了接收機設計，因為接收機不需要生成相干載波訊號。因此，這是傳統 AM 無線電中使用的傳輸方法。

AM-DSB-SC 和 AM-DSB-C 由於都發送兩個相同的（但反向的）頻率“瓣”或頻帶，因此在頻寬方面都存在缺點。這兩個頻帶（上邊帶和下邊帶）完全互為映象，因此包含相同的資訊。為什麼我們不能直接切掉其中一個，節省一些頻寬呢？答案是我們可以切掉其中一個頻帶，但並不總是明智之舉。切掉其中一個邊帶的技術稱為**幅度調製單邊帶**（AM-SSB）。AM-SSB 存在一些問題，但也有一些優點。介於 AM-SSB 和兩種 AM-DSB 方法之間的折衷方法稱為**幅度調製殘留邊帶**（AM-VSB），這種方法使用的頻寬比 AM-DSB 方法少，但比 AM-SSB 多。

發射機

典型的 AM-DSB-C 發射機是這樣的

             c    cos(...)
             |       |
Signal ---->(+)---->(X)----> AM-DSB-C

它比 AM-DSB-SC 發射機稍微複雜一些。

接收機

AM-DSB-C 接收機非常簡單

AM-DSB-C ---->|Envelope Filter|---->|Capacitor|----> Signal

電容器阻擋直流分量，有效地消除了 +c 項。

AM-SSB

為了傳送 AM-SSB 訊號，我們需要從 AM-DSB 訊號中移除一個邊帶。這意味著我們需要將 AM-DSB 訊號透過一個濾波器，以移除一個邊帶。然而，該濾波器需要是一個非常高階的濾波器，因為我們需要非常激進的滾降。一個邊帶需要幾乎完全不變地透過濾波器，而另一個邊帶需要在濾波器處完全停止。

為了解調 AM-SSB 訊號，我們需要執行以下步驟

1. 低通濾波器，用於消除噪聲
2. 再次用載波頻率調製訊號
3. 透過另一個濾波器，以消除高頻分量
4. 放大訊號，因為前面的步驟已經顯著衰減了它。

AM-SSB 在頻寬方面是最有效的，但在傳送和接收這種訊號所需的更復雜的硬體方面，存在顯著的額外成本。因此，AM-SSB 很少被認為是經濟有效的。

單邊帶是一種 AM 形式，去除了載波和一個邊帶。在普通的 AM 廣播中，發射機根據載波功率來評級。SSB 發射機試圖消除載波和其中一個邊帶。因此，發射機的額定值為 PEP（峰值包絡功率）。

$PEP={\frac {\left({{\rm {peak}}\;{\rm {envelope}}\;{\rm {voltage}}}\right)^{2}}{2R_{L}}}$

對於正常的語音訊號，SSB發射機輸出的功率是PEP的1/4到1/3。

SSB有多種變體。

• SSB - 單邊帶 - 業餘無線電
• SSSC - 單邊帶抑制載波 - 傳輸一個小型的導頻載波
• ISB - 獨立邊帶 - 兩個獨立的邊帶，載波被抑制。用於無線電話。
• VSB - 殘留邊帶 - 部分邊帶。用於廣播電視。
• ACSSB - 幅度壓縮SSB

使用SSB有以下幾個優勢：

• 更有效的頻譜利用率

• 較少受到選擇性衰落的影響

• 可以將更多功率分配到資訊訊號中

• 由於頻寬限制，可降低10到12 dB的噪聲

濾波器方法

建立SSB最簡單的方法是生成DSBSC，然後使用帶通濾波器提取其中一個邊帶。

這種技術可以在相對較低的載波頻率下使用。在高頻下，濾波器的Q值會變得過高。過濾掉一個邊帶所需的Q值可以用以下公式近似：

$Q\approx {\frac {f_{c}{\sqrt {S}}}{4\Delta f}}$

其中

$f_{c}={\rm {carrier}}\;{\rm {frequency}}$

$\Delta f={\rm {sideband}}\;{\rm {separation}}$

$S={\rm {sideband}}\;{\rm {suppression}}\;{\rm {(not}}\;{\rm {in}}\;{\rm {dB)}}$

幾種型別的濾波器用於抑制不需要的邊帶。

• LC - 最大Q值=200
• 陶瓷 - 最大Q值=2000
• 機械 - 最大Q值=10,000
• 晶體 - 最大Q值=50,000

為了降低對濾波器要求，可以使用雙異頻技術。

第一個本機振盪器具有相對較低的頻率，因此可以移除第一個混頻器產生的一個邊帶。然後訊號再次進行異頻轉換，產生另一對邊帶。然而，這次它們被足夠大的間隙隔開，其中一個可以由帶限功率放大器或天線匹配網路移除。

示例

觀察以下條件下的頻譜分佈：

• 音訊基帶 = 100 Hz 到 5 kHz

• LO1 = 100 kHz

• LO2 = 50 MHz

第一個混頻器的頻譜輸出為：

如果所需的邊帶抑制為80 dB，則過濾掉一個邊帶所需的Q值大約為：

$S=\log ^{-1}\left({\frac {80}{20}}\right)=10^{4}$

$Q\approx {\frac {f_{c}{\sqrt {S}}}{4\Delta f}}={\frac {100\times 10^{3}{\sqrt {10^{4}}}}{4\times 200}}=12500$

很明顯，需要晶體濾波器來去除不需要的邊帶。

經過濾波器後，只剩下一個邊帶。在本例中，我們將保留USB。第二個混頻器後的頻譜為：

透過80 dB抑制一個邊帶所需的Q值約為：

$Q\approx {\frac {f_{c}{\sqrt {S}}}{4\Delta f}}={\frac {50\times 10^{6}{\sqrt {10^{4}}}}{4\times 200.2\times 10^{3}}}=6244$

因此，我們注意到所需的Q值減半了。

這種 SSB 濾波技術在無線電話應用中使用。

相移法

來自頂部混頻器的輸出為

$\sin \omega _{m}t\sin \omega _{c}t={\frac {1}{2}}\cos \left({\omega _{c}-\omega _{m}}\right)t-{\frac {1}{2}}\cos \left({\omega _{c}+\omega _{m}}\right)t$

來自底部混頻器的輸出為

$\cos \omega _{m}t\cos \omega _{c}t={\frac {1}{2}}\cos \left({\omega _{c}-\omega _{m}}\right)t+{\frac {1}{2}}\cos \left({\omega _{c}+\omega _{m}}\right)t$

求和器的輸出為

$\cos \left({\omega _{c}-\omega _{m}}\right)t$

對應於下邊帶。

這種技術的主要困難在於需要在整個輸入音訊頻帶上提供恆定的 90^o 相移。為了克服這個障礙，Weaver 或第三種方法使用一個相移的音訊子載波。

Weaver 方法

Weaver 或“第三”方法將基帶訊號放置在低頻正交載波上。

這樣做的好處是不需要寬頻相移器，但是，使用四個混頻器使其變得笨拙，而且很少使用。

SSB 發射機

AM-SSB 發射機稍微複雜一些。

          cos(...)
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Signal ---->(X)---->|Low-Pass Filter|----> AM-SSB

濾波器必須是高階濾波器，原因在本章中解釋。

SSB 接收機

AM-SSB 接收機也稍微複雜一些。

          cos(...)
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AM-SSB ---->(X)---->|Low-Pass Filter|---->|Amplifier|----> Signal

這個濾波器不需要像發射機那樣是高階濾波器。

這些接收機需要極其穩定的振盪器、良好的鄰道選擇性，通常使用雙轉換技術。包絡檢波器不能使用，因為包絡以 AM 包絡頻率的兩倍變化。

由於檢測到的訊號與未發射的載波和瞬時邊帶之間的差值成正比，因此需要穩定的振盪器。50 Hz 的微小偏移會導致接收到的訊號無法使用。

SSB 接收機通常使用固定頻率調諧，而不是大多數無線電中發現的連續調諧。晶體振盪器通常用於選擇固定頻率通道。

AM-VSB

單邊帶調製對於具有以零頻率為中心的能量間隙的資訊承載訊號（例如，

語音訊號）效果良好。但是，對於寬頻訊號的頻譜

有效傳輸，我們需要尋找一種新的調製方法

有兩個原因

• 通常，寬頻訊號（例如電視影片訊號和

計算機資料）的頻譜包含大量的低頻，這使得使用

SSB 調製變得不切實際。

• 寬頻資料的頻譜特性適合使用 DSB-SC。但是，DSBSC

需要等於訊息頻寬兩倍的傳輸頻寬，這

違反了頻寬節約的要求。

為了克服這兩個實際限制，我們需要一種折衷的調製方法

在其頻譜特性上介於 SSB 和 DSB-SC 之間。殘留邊帶，

本節將考慮的剩餘調製方案，就是這種折衷

方案。

殘留邊帶 (VSB) 調製在兩個方面區別於 SSB 調製

實際方面

• 不是完全去除一個邊帶，而是傳輸該邊帶的一部分或殘留部分，因此得名“殘留邊帶”。

• 不是完全傳輸另一個邊帶，而是幾乎傳輸了該第二個邊帶的全部。

發射機

這裡我們將討論 AM-VSB 發射機電路。

接收機

這裡我們將討論 AM-VSB 接收機電路。