前言

本書講述瞭如何設計一款使用電子管輸入和魔眼指示輸出電平以及推輓式MOS平衡的音訊功率放大器。我認為我已經得出了一個結論，電子管放大器中悅耳的聲音實際上並非來自電子管，而是來自輸出變壓器，因此看來電子管在這裡並非必需，我使用一對MOS電晶體（2SK135）來代替，這還簡化了輸出變壓器（OPT）。

放大器框圖

放大器由五個不同的模組組成，我最初希望將它們放在一個PCB上，但現在改變了主意，我將使用五個不同的PCB。原因是不同的模組可能被用於其他應用。第一個模組（KHR）是整流器，它整流18VAC並濾波，第二個模組（KHS）是燈絲電源，它也升壓直流電（透過使用變壓器，注意）用於輸入電子管使用，第三個模組（KHB）偏置7247輸入電子管並使其放大和分裂，第四個模組（KHO）只為輸出MOS設定偏置，並接收來自KHB的分裂輸入訊號，第五個模組（KHM）藉助PM84魔眼指示偏移平衡和輸出電平。它沒有顯示在框圖中，但還會有一個特殊型別的輸出變壓器。

KHR，混合整流器

該單元為整個放大器供電，並透過雙電子管二極體V1的延遲來實現。延遲由電子管的加熱時間完成，從而平滑地開啟電壓。眾所周知，矽放大器存在損害高音揚聲器的風險，因為在沒有延遲的正常開啟情況下，會發生開啟電壓尖峰。這可以透過使用計時器來實現，但我認為使用單個電子管更平滑。

該電路的工作原理是，當SW1接通時，2x18V立即出現，它們的平滑電壓為V1供電，但EB91需要大約15秒才能準備好，因此它是我們的計時器。在這段時間的大部分時間裡，T3和T4被扼殺，這意味著功率電晶體T1和T2也被扼殺。當EB91被加熱時，T3和T4的基極會建立起電壓，使其導通，從而使T1和T2也能提供電流。

這裡電流不小於4A，小於5A，而輸出MOS在最大輸出時分別消耗7Ap。但是，這5A是來自全波7Ap的RMS（每個電晶體分別消耗7Ap，交替地建立一個全波供電訊號）。現在這個電流是RMS。通常，電容濾波器會產生一些直流電流，假設直流電壓穩定，那麼變壓器上的交流電流將高出1.4倍。我不確定RMS，但如果我假設相同，則變壓器上的電流可能高達7A。我將使用8A整流器。

但是，我的變壓器只有160VA，兩個18V繞組的最大電流為4.44A。這比7A少了點，但我的理由是，首先我不需要在最大輸出下執行放大器（大約5W就足夠了），其次環形變壓器實際上沒有保險絲，因此在短時間內7A實際上可能工作。

對於7A，初級保險絲必須是1.1AT。我不確定保險絲是如何工作的，但我認為是rms電流使其熔斷，所以也許我應該使用1AT，因為我們不想讓變壓器燒燬（對於正常使用，保險絲應該是0.7A）。對於環形變壓器，我從痛苦的教訓中得知，你必須設定比正常更高的保險絲，可能是因為湧入電流很大。

KHS，混合電源

該單元為輸入電子管和魔眼提供高壓電源，還為所有電子管提供燈絲電壓，其中內建了4/6/12V選項。透過並聯次級繞組，看起來滿載輸出電壓（估計僅為13mA）約為235Vdc。PM84在約250Vdc時工作最佳，因此這個電壓是可以接受的。但是，有點可惜的是，電壓超過了我的電容器能夠承受的200V（單獨的），但另一方面，在電子管加熱（並抽取電流）之前的電壓約為318V。

需要使用一些散熱器，估計散熱器的公式為

${\frac {125}{P}}=K+Kiso+Kjc$

其中K是散熱器的熱阻，Kiso是絕緣層的，Kjc是結點到外殼的。我熱衷於使用TO220的卡扣式散熱器，其熱阻為16K/W，Kiso約為0.3（如果使用），TO220的Kjc約為2。

這裡，我們有功耗：
IC1: (25-4)*0.3A=6.3W
IC2: (25-6)*0.3A=5.7W
IC3: (25-12)*0.15A=2W

使用我的公式可以證明，16K/W的散熱器可以冷卻7W，因此我的方法有效。順便說一下，對於裸露的TO220，2W是極限。

KHB，混合偏置

在這裡，我使用一個雙三極體放大輸入訊號到輸出級的飽和電平。這個電平低於10Vp，線路電平定義為0.5Vp，因此如果我們想使輸出級飽和，我們需要一個20的增益。ECC82的mu為20，但增益不能那麼大，實際的ECC82增益最多約為15。由於我們需要準確地達到7Vp，ECC82實際上可以工作，但我們需要將其偏置為15的增益。然而，我個人認為，雖然反饋有點神奇，但越少的反饋越好。另一方面，這裡有一個相當非線性的變壓器，我們需要反饋來線性化輸出變壓器。因此，15的增益將不夠，我們需要另一個電子管。可以使用ECC83，但它作為分流器效果很差。這就是為什麼7247是我的選擇，因為它結合了ECC83和ECC82。在這裡，我有一些功率來線性化變壓器和電子管，並使用反饋。

第一級（V1:b）的增益可以寫成

$Av={\frac {\mu Ra}{rp+Ra+(\mu +1)Rk)}}={\frac {100\cdot 470k}{100k+470k+101\cdot 470}}=76$

這裡470*101只有47k，不到分母的10%，所以我們可以跳過它，但這是正確的表示式，另一方面，這些都不是那麼準確。

分流器（V1:a）的增益在兩端都非常接近1，這意味著我們的靈敏度約為7Vp/76，大約為0.1Vp。線路電平據說為0.5Vp，這意味著我們有5的反饋裕量。唯一需要考慮的是，陽極的輸出阻抗相當高（大約為Ra，因此為44k），這意味著我們不能負載它太多，大約470k是完美的，我也是這樣做的。

實際上我不想使用R3，但它對於反饋的可能性是必要的。這裡我們就有一個奇怪的情況，因為雖然我估計的陽極電流是400uA，但R3電壓只有大約0.2V。如果我希望的35W輸出意味著在4歐姆揚聲器中的輸出電壓為12Vrms（或17Vp），如果5的反饋應該被傳回R3，則電壓將約為3V，超過了0.2V。這裡有人可能會懷疑存在嚴重的失真（這會在固態放大器中發生），但我注意到，這種高反饋電壓實際上是可以處理的！唯一的問題是，放大電子管（V1:b）的直流偏置會有一定的漂移，這也是分流器從放大電子管電容耦合的原因。

V1:a的輸入阻抗並非微不足道，但根據摩根·瓊斯

$Rin_{eff}={\frac {Rin}{1-\beta Av}}$

這裡 β 是

${\frac {R8b}{R8b+R8a}}={\frac {39k}{39k+3,9k}}=0,91$

而增益是

$Av={\frac {\mu Rk_{tot}}{rp+(\mu +1)Rk_{tot}}}={\frac {20\cdot 42,9k}{7k+(20+1)42,9k}}=0,95$

而 Rin=R9=1M, 總之

$Rin_{eff}={\frac {1M}{1-0,91\cdot 0,95}}=7,38M$

由此可見，輸入電阻被放大了，換句話說，輸入電阻不是輸入電阻本身，而是大約高出 7 倍！實際上，這一點相當重要，因為反饋可能聽起來很簡單，但它會將零點“拉”在一起，如果不小心的話，會導致響應不穩定。我瞭解到，對於兩個零點，最好將它們保持 BF 分開，所以如果我們希望反饋（BF）為 5 倍，我們應該將它們保持 5 倍的距離。如果它們相同，就會有一個相當大的低頻峰值。這個峰值可能聽不見，因為它在可聽頻譜之外，但對我來說，這相當令人討厭，我想要一個平滑的響應。我認為這也會改變階躍響應，也許會導致不穩定。我測量了 Edison 偏置 V1:b 管的輸入電阻，大約為 800k。

KHO，混合輸出

在這裡，我調節 MOS 的偏置。我認為調節偏置很重要，尤其是在使用 B 類工作時，這是我的計劃。所使用的穩壓器電壓也比電源電壓低得多，因此任何尖峰都不會影響偏置。A 類不會產生尖峰，但 B 類會，因為電流一次只供給半個週期，因此電流在電源中突然變化。輸入訊號透過電容耦合到微調器，微調器設定偏置。根據偏置的不同，零點也會有所不同，因為電容器看到的阻抗不同，但我已將最小零點設定到一個可接受的頻率水平。

對於 JFET/MOS 電晶體和五極管，增益公式相當簡單

$Av=gm\cdot Ra$

雖然電晶體表現得像電流源，但三極體表現得像電壓源，其中存在一個不可忽略的洩漏電流。在這裡，2SK135 gm 非常接近 1S，因此增益可以說就是 Ra。我使用大約 2,8 歐姆的反射 Ra，因此增益為 2,8。

我們上面已經計算出驅動電路的增益約為 76，因此到漏極的總增益為 213。當 MOS 每個負載 2,8 歐姆時，它們在 25V 電源下的擺幅能力約為 20V，因此我們獲得的靈敏度為 20/213=90mV，對應於全功率輸出。同時，柵極不需要擺幅超過 7Vp，這就是我們必須達到的驅動電壓。

柵極擺幅 7V 會產生大約 7A 的峰值漏極電流 (gm=1S)。使用 B 類工作意味著這個峰值電流在一個週期的半個週期內供給到其中一個 MOS。然後，這個 MOS 的有效電流為

$Irms[HW]={\frac {Ip}{2}}$

因此，該電晶體的有效電流為 3,5A（當然也包括另一個電晶體）。淨全輸入電流為 7Ap (5Ae)，然後我使用匝數比為 150/250 的變壓器，使次級電流為 250/150*7Ap=11,7Ap，有效值意味著（雖然它是全波的）8,2Ae。因此，似乎不同的初級繞組使用 3,5Ae，而次級繞組使用 8,2Ae。

下面，我估計 Rp/2 為 1,7 歐姆，Rs 為 1,4 歐姆，讓這些電流透過它們會產生分別為 21W 和 94W 的銅損，這有點離譜。所以我的變壓器繞組電阻太高了，我需要更粗的線，因為這裡我有大約 2x21W+94W=136W 的銅損，我的變壓器會燒燬！

初級電流密度約為 14A/mm^2，次級電流密度約為 21A/mm^2，雖然我知道專業變壓器製造商使用 3A/mm^2。所以不同的線太細了。我計算出總共使用 1mm 線會分別產生 4,4A/mm^2 和 10A/mm^2 的電流密度。這可能會將銅損從 136W 降低到大約 50W，這可能是可以接受的 (?)。

無論如何，沒有必要使用最大輸出功率（包括銅損，大約為 42W）。如果放大器的最大輸出功率為 42W，而你通常在 12 點鐘播放，那麼你在最大輸出功率的十分之一左右播放，即大約 5W。因此，這臺奇妙的放大器可能仍然可以使用。

KHM，混合魔眼

該單元檢測 MOS 偏置不平衡和輸出電平，並在魔眼的幫助下顯示它們。由於 B 類（幾乎沒有偏置電流），偏置偏移將非常低，因此在這種情況下，它只檢測輸出電平。

這是一個相當特殊的電路，我設計它能夠嗅探真空管功率放大器，這意味著大約 500V 的電源 (B+)。T5 需要在其上有一些電壓，在真空管情況下這不是問題，而輸出變壓器則存在銅損。在我的情況下，B+ 和漏極電位之間的差異並不大，另一方面，我在 R1/R16 的幫助下衰減了輸入，這意味著 B 類 (這意味著輸入電壓與 B+ 相同) 的輸入電平衰減了 2M2/(1M+2M2)=0,69。在 25V 的 B 類輸入下，輸入處的電壓將為 17V，比軌電壓低 8V，因此該電路實際上甚至可以用於 B 類。

在這種特殊情況下，增益的 DM 公式為

$Av_{DM}/2={\frac {\beta Rc}{Rs+hie+Rc+(\beta +1)Re}}$

這裡我們看到，如果

$Rs+hie+Rc<<\beta Re$

並且 beta>>1，這是正常情況，我們有

$Av_{DM}/2={\frac {Rc}{Re}}$

因此，對於略高的 Re，增益僅由 Rc/Re 比率決定。我已經將 Re 設定為 2k7，將 Rc 設定為 3k9，使放大器具有略高於 1 的增益。假設增益為 1，那麼每個輸入都會在集電極電阻 Rc 上產生一個複製品。D3+C3+R12 是一個峰值檢測器（具有 50ms 的時間常數，能夠嗅探變化）。因此，變化的漏極電位會進入這個峰值檢測器。峰值控制魔眼 (ME) 的開啟。現在我們有兩種情況，我們希望嗅探平衡 (DC) 以及 VU (AC)。ME 的動態限制約為 11V，因此輸入電壓必須保持在 11V 以內。對於 KHP，最大輸入擺幅約為 20V，因此在這裡我們希望有衰減，更糟糕的是，如果我們將它連線到真空管功率放大器，我們將有一個大約 300V 的輸入擺幅。ME 不能處理這種情況，因此在 AC 訊號的情況下，我使用 R1 和 C1 衰減了一些訊號，約 20dB。在 DC 下，我們有 11V 的靈敏度，在 AC 下，我們可以檢測到的最大電平約為 100V，這相當合適，而我們通常在 12 點鐘 ( -10dB，即 Pmax/10 ) 播放。

KHT，混合輸出變壓器

在我的書 OPT Design 中，幾乎所有關於 OPT 設計的內容都得到了解釋。如果需要高頻寬，設計一個好的輸出變壓器是一項運動。在這裡，我將新增實際使用的 LL 芯和 Lundahl 變壓器（非常感謝他們為我銷售和製造的）的漂亮 LL 線圈的尺寸。

匝數比為 500/300。初級線圈採用 0,56mm 直徑的銅線，次級線圈採用 0,71mm 的銅線。初級線圈和次級線圈都由兩組半匝數的線圈組成，以適應 LL C 型芯作為推輓線圈。

變壓器損耗模型

我擁有這些線圈，但還沒有測量它們的銅阻抗。但我已經估計了它們。完整的初級線圈為 3,4 歐姆 (Rp)，完整的次級線圈為 1,4 歐姆 (Rs)，使用模型，我們看到衰減為

${\frac {Uo}{Us}}={\frac {RL}{RL+Rs+n^{2}Rp}}$

對於 4 歐姆的揚聲器 (RL)，衰減為 -4,4dB (60%)。

2SK135 MOS 在我的偏置下可以提供大約 70W 的最大輸出功率，70W-4,4dB 則為 42W，這可能是我使用 4 歐姆揚聲器 (RL) 可以獲得的功率。

出於好奇，我使用出色的 807 真空管進行推輓時，我的真空管功率放大器 (KPA) 的輸出功率不超過 11W。