電子管放大器設計

本書的目的是以儘可能簡單的方式向世界展示電子管的工作原理以及如何將其用於放大器。

電子管的物理功能

在音訊放大器中，無論是在功率級還是在前置放大器中，最常見的電子管型別都是所謂的“三極體”。

因此它具有三個電極，其中兩個稱為陽極和陰極，它們反映了電子管的二極體功能，根據 Child-Langmuir 定律。

陰極和陽極之間能流動電流，這與加熱陰極的熱發射有關，熱發射使電子從陰極中冒出來，然後可以施加電壓使其加速到陽極。產生電流。

透過在陰極和陽極之間使用一個稱為“柵極”的裝置，電流可以根據某些定律進行控制，這些定律部分源於上述內容。最重要的是，電流將是陽極電壓的三分之二次方函式。

因此，在柵極和陽極之間會產生放大。這種稱為 µ 的放大意味著在某個輸入電壓下，你將獲得某個輸出電壓。 µ 只能在使用無限負載（即在陽極圖上繪製一條水平直線）時才能確定。但 µ 也可以從電子管的跨導（即在工作點處輸入電壓除以輸出電流 mA）推算出來，跨導乘以動態板極電阻 rp 就會得出 µ。

電子管的小訊號模型

電子管的小訊號模型與場效應電晶體非常相似。

只是 MOSFET/J-FET 和電子管模型之間的實際引腳名稱不同。

當你點選上面的連結時，你可能會理解其中的區別。

使用電子管設計

通常，在設計電子管放大器時，會考慮共陰極（CC）設計，即要儘可能放大電壓。

CC 級電壓放大的常用表示式為：

$Av=Uout/Uin=-{\frac {\mu Ra}{Ra+rp+(\mu +1)Rk}}$

這在上面的連結中展示了。

請注意減號，即它將相位改變 180 度。

如果例如你想要設計一個 RIAA 級，並將被動 RIAA 濾波器放在電子管之間，你就可以級聯使用它。

而且，如果放大不足，你可以用電容對陰極電阻（Rk）進行去耦，得到

$Av=-{\frac {\mu Ra}{Ra+rp}}$

對於相關頻率。

電子管偏置

右側的圖片展示瞭如何對電子管/三極體進行偏置。

偏置意味著使電子管準備好並能夠處理傳入的訊號，而不會失真。

Imax 和 Umax 反映了載入電子管時會發生的情況。你有一個計劃施加到電子管的最大電壓 Umax。但你明白，你需要透過陽極電阻（陰極電阻很小，可以忽略）來施加它。因此，圖片中的負載線稱為 RL，它展示了電子管的工作方式。最大電流 Imax 當然永遠不會達到，它等於 Umax 除以陽極電阻，在本例中稱為 RL。

這樣，我們就有了電子管及其工作點的所謂負載線。

工作點意味著電子管開始工作的電流 Iaq 和電壓 Uaq。

工作點來自我們想要流動的電流，在 Ug=0 之前留出一定的裕量，避免產生電子管削波。

現在電子管處於工作點，它可以按照自己的意願工作。

我之前已經說明了實際電壓放大的方程（這在很大程度上取決於工作點/偏置）。

放大的動態表示

圖片展示瞭如何將一個以 CC 連線的三極體放大一個輸入訊號。

因此，輸入在偏置 (Ugq) 附近變化，然後電子管產生一個被放大的但反轉的訊號 (Av*Uin)。

如果負載 (RL) 是無限的，我們將獲得 µ 作為放大倍數。

你只需要將尺子水平地放在板極圖上，並讀取為了獲得 x 輸入電壓而獲得多少輸出電壓，就能得到 µ。

另一個重要的引數是所謂的跨導，即你將獲得多少 mA 對應於 x 伏的輸入電壓。在本例中，你只需要將尺子垂直放置。

跨導 gm 的衰減通常是電子管狀態的衡量指標。

如果你將尺子放在工作點旁邊，並用伏數除以毫安數，你就會得到板極電阻 rp。然後 gm*rp 與 µ 相同。

圖片中，輸出訊號被輸入訊號略微過載。如果驅動源是低阻抗的，並且能夠向柵極提供電流，那麼當輸入訊號在動態情況下超過 0V 時，柵極將開始像二極體一樣導通，這就會出現這種情況。

現實生活中的電子管

當我們對電子管進行（電壓）放大偏置時，我們使用右側的示意圖。

圖片中的電子管被稱為自動（或自）偏置，也就是說，一個小陰極電阻 (Rk) 確保電子管處於負偏置。但是，這意味著柵極電阻 (Rg) 必須不要太大（通常小於 1M）。

選擇 Rk 有點困難，但如果陽極圖可用，並且你知道負載，那就相當容易。你只需選擇 Ugk=0 的最小裕量（為了獲得最高的放大倍數，不使用 Rk 去耦電容），並將該 Ugk 除以負載線上選擇的電流。

這種 CC 級在現實中存在的一個問題是，輸出阻抗相當高。這導致高頻難以放大，除非採取某些預防措施。

載入有電容（在例如電纜中始終出現）的 CC 級的低通截止頻率為

$f_{o}={\frac {1}{2\pi ZoC}}$

其中 Zo 是驅動阻抗。

如果 Zo 較高，這個頻率限制很快就會降低。

有很多方法可以解決這個問題。一種是使用陰極跟隨器，另一種是使用盡可能小的電阻。

圖中 Za'（在 Ra 並聯之前）的阻抗為

$Za'=rp+(\mu +1)Rk$

其中，Rk 通常與系統解耦，在相關頻率下可以視為 0。然而，阻抗仍然很高 (rp)。

Zk' 類似 (在並聯 Rk 之前)

$Zk'={\frac {Ra+rp}{\mu +1}}$

當 rp>>Ra 且 µ>>1 時，可以寫成

$Zk'={\frac {rp}{\mu }}={\frac {1}{gm}}$

其中 gm 是電子管的跨導。

如果 Ra=0，並且從陰極提取訊號，則會得到一個稱為陰極跟隨器的電路，其電壓放大倍數通常非常接近 1。在這種情況下，也會得到一個非常低的輸出阻抗。

功率級

在本節中，我將嘗試解釋如何連線電子管以將輸出功率傳遞到揚聲器。

單端

要將功率傳遞到揚聲器，需要將電子管的高動態阻抗匹配到揚聲器的低阻抗。理想情況下，透過選擇揚聲器的反射阻抗等於電子管的板極電阻（也稱為阻抗匹配）來完成此操作，這樣將獲得 MAP 或最大可用功率。

然而，功率輸出管有一個板極功耗限制，這使得在 A 類中使用這種方法是不可能的，因此負載必須稍微高一點，威廉森在他的出色功率放大器中使用的常用值是 RL=2rp。

要將電子管連線到揚聲器，需要使用變壓器 (TR1)。儘管反射阻抗僅意味著匝數比的平方，但該變壓器的設計並不簡單。有興趣的讀者可以閱讀enbook: OPT Design。

單端 (SE) 設計非常有趣，但它們也存在輸出功率低（通常）的問題，並且由於功率管的電流不恆定，它們需要更先進的電源。

推輓

上述問題的解決方案可能是所謂的推輓 (PP) 設計。透過這種解決方案，您可以使用很少的額外元件（除了另一隻電子管）將輸出功率翻倍。但收益不止於此，因為輸出變壓器 (OPT) 和電源調節的要求都降低了。在平衡良好的推輓設計中，電壓實際上可以變化很大，這是因為推輓實際上意味著它只放大差分訊號。此外，上面的變壓器需要能夠處理全偏置 (DC) 而不進入飽和狀態（在實踐中意味著需要氣隙）。但在推輓情況下，這種需求消失了，因為兩隻電子管的偏置抵消了 OPT 的磁化。它只需要具有相同的初級分流和能夠處理選定 (低) 頻率下的電壓。

相位分配器

右側的圖片顯示了一個眾所周知的相位分配器設計。它的工作原理是，進入第二隻電子管柵極的訊號在陽極處反相，而在陰極處不反相。此外，從柵極到陽極和從柵極到陰極的絕對增益實際上非常精確地相同。因此，取陰極訊號與陽極訊號的差值，並將其與柵極輸入進行比較，實際上會得到非常接近 2 的差分 (DM) 增益。重要的是，它們具有相同的幅度，同時相位相差 180 度。

像威廉森放大器這樣的可靠的 PP 設計有很多優點。在嗡嗡聲方面，平衡良好的 (A 類) PP 設計也有一個優點，即不太依賴電源紋波。這是因為，理想情況下，輸出管是完美的動態匹配，並且只放大 DM 訊號到揚聲器。也就是說，只有當分配器陽極的嗡嗡聲大於陰極的嗡嗡聲時，嗡嗡聲才會傳播到揚聲器。

因此，讓我們看看完全消除嗡嗡聲的可能性！

考慮電容器 (C) 的電抗 Xc 在 100 Hz 時遠小於 Ra1 或 Ra2（在實踐中非常正確）。

注意：C=33 uF 等於 50 ohms@100 Hz。

然後我們有

$Er1'={\frac {Xc1}{Ra1}}*Ur$

$Er2'={\frac {Xc2}{Ra2}}*Ur$

$Er1={\frac {Za1}{Ztot1}}*Er1'$

$Er2(a)={\frac {Za'}{Ztot'}}*Er2'-Ava*Er1={\frac {Za'}{Ztot'}}*Er2'-Ava*{\frac {Za1}{Ztot1}}Er1'={\frac {Za'}{Ztot'}}*{\frac {Xc2}{Ra2}}Ur-Ava*{\frac {Za1}{Ztot1}}Er1'$